Abbildung 7.14: DMOS-Transistor-Ausgangspuffer mit
Strombegrenzung.
Diese Schaltung (siehe Abb. 7.14) dient dazu, einen DMOS-Transistor
mit 1800 Zellen über einen leistungslosen Eingang (IN)
einzuschalten. Es handelt sich um einen sog. low-side Schalter, da
der Schalttransistor an Masse und die zu schaltende Last an der
Spannungsquelle angeschlossen sind. Der zum Einschalten notwendige Strom
wird der Spannungsquelle VCP entnommen. Da der Widerstand des
DMOS-Transistors in eingeschaltetem Zustand (
) mit steigender
Gatespannung sinkt, ist eine höhere Gatespannung als die in diesem Fall
relativ niedrige Versorgungsspannung des ICs vorteilhaft.
Die Spannung VCP wird durch eine Ladungspumpe,
die auf demselben IC integriert, aber nicht Bestandteil dieser Schaltung ist,
erzeugt. VCP beträgt etwa 
und darf im Ruhezustand nicht
belastet werden, aber auch während des Einschaltens und in
eingeschaltetem Zustand mit nur wenigen 
. Die Versorgungsspannung
ist eine dauerbelastbare Niederspannungsquelle mit ca. 
. Als
Niederspannung im Zusammenhang mit der verwendeten DMOS-Technologie werden
Spannungen kleiner 
bezeichnet, für die auch die 
- und 
-Kanal
MOSFETs geeignet sind. Für die lateralen MOS-Transistoren ist das
Verhältnis von Weite zu Länge im Schaltplan angegeben. Die 
- und
-Bipolartransistoren in DMOS-Technologie
sind sog. Mittelspannungsbauteile, sie können für Spannungen bis zu
ca. 
eingesetzt werden.
Diese Schaltung besitzt außerdem einen Kurzschluß-Regelkreis, der den
maximalen Strom durch die Last (hier durch eine rein ohmsche Last 
angedeutet) auf maximal ca. 
begrenzt.
Abbildung 7.15: Schematische Ausgangskennlinien eines
MOSFETs.
Zunächst soll das Einschalten des DMOS-Transistors (M11) erläutert werden.
Der Ausgangszustand ist durch 
(= Low) am Eingang IN
gegeben. Eine spezielle Bedeutung haben der Transistor M10 und die 
-Stromquelle, die am IC zur Verfügung steht. Da Drain und Gate
kurzgeschlossen sind, ergibt sich die Drain- bzw. Gatespannung am Transistor
M10 aus der Bedingung 
. Abb. 7.15
zeigt schematisch Ausgangskennlinien eines MOSFETs. Die Drainstromkurve für
ist strichliert eingezeichnet. Man kann für einen
bestimmten Drainstrom ein zugehöriges ablesen. In
Abb. 7.15 ergäbe sich z.B. für 
Drainstrom 
, die entsprechende Ausgangskennlinie ist strichliert eingezeichnet.
Entsprechend stellt sich die Gatespannung der Transistoren M10, M1, M2, M9
und M7 ein. Man beachte, daß Gate und Drain von M10 ausschließlich mit
Gatekontakten verbunden sind und somit für statische Betrachtung exakt
durch M10 fließen.
Da der Sourcekontakt der Transistoren M1, M2, M9 und M7 ebenso wie jener
von M10 mit verbunden ist, liegt an all diesen Transistoren
dieselbe Gate-Source-Spannung. Der durch eingestellte
Arbeitspunkt liegt nun im Sättigungsbereich der Ausgangskennlinien (der
Übergang zur Sättigung liegt ja bei 
). Bei
Variation von 
ändert sich also der Drainstrom nur wenig (sofern
man den Sättigungsbereich nicht verläßt). Somit ist der Strom durch alle
Transistoren, die dieselbe Gate-Source-Spannung haben wie M10, durch das
Verhältnis ihrer Weiten zur Weite von M10 festgelegt. Kann kein Strom durch
einen so beschalteten Transistor fließen, so muß entsprechend Abb. 7.15
gelten.
Liegt am Eingang IN ein Low-Signal an, so ist der Transistor M6
gesperrt, und es kann auch durch M1 kein Strom fließen. Demzufolge
beträgt die Drain-Source-Spannung an M1 , und das Gate von M5 liegt an
und das Gate des DMOS-Transistors M11 auf Low. Dasselbe gilt
für den Transistor M4. Damit liegt der Drainkontakt von M2 (-Kanal
Transistor) auf . Aufgrund des Weitenverhältnisses der Transistoren
M10 und M2 von 
fließt durch M2 ein Strom von 
. Dieser
fließt jedoch zur Gänze durch M4 ab, der Bipolartransistor Q12 ist
gesperrt, seine Kollektor- und Basisspannung liegen auf . Da Q12 und
Q13 einen Stromspiegel bilden, ist auch Q13 stromlos, damit aber auch M3 und
M8 (letztere bilden wiederum einen Stromspiegel).
Q12 und Q13 sind als Bipolartransistoren ausgeführt, da Q13 (über M3) an
VCP liegt (Mittelspannungsbereich). M3 und M8 sind -Kanal
Hochvolt-Transistoren in DMOS-Technologie. Diese Transistoren sind als
laterale Transistoren ausgeführt und werden ebenfalls wegen der für
VCP zu geringen Spannungsfestigkeit der Niedervolt-MOSFETs in
DMOS-Technologie verwendet.
Der aus M7, M9 und Q14 bis Q17 bestehende Strombegrenzungsregelkreis hat im Ruhezustand bis auf einen minimalen Ruhestrom keine Bedeutung.
Für den Einschaltvorgang selbst kann man davon ausgehen, daß alle umzuladenden Kapazitäten im Vergleich zu jenen des 1800zelligen DMOS-Transistors vernachlässigbar sind. Somit stellt sich aus der Sicht des DMOS-Transistors bei Anlegen eines High-Signals an IN augenblicklich der Ladezustand ein.
Die Drainspannung von M6 stellt sich auf fast ein, durch M1 fließen
(da dieser Transistor die gleiche Weite wie M10 aufweist) , M4 und
M5 sperren. Damit fließt durch Q12 ein Strom von . Aufgrund des
Weitenverhältnisses von 
von Q12 und Q13 fließt durch Q13 und damit
durch M3 
. M3 und M8 bilden einen Stromspiegel im Weitenverhältnis
. Damit beträgt der Ladestrom für den DMOS-Schalttransistor . Dieser Strom dient zum Laden der Gate-Source- und Gate-Drain-Kapazität
des DMOS-Transistors. Die Gatespannung wird durch eine Zener-Diode auf
maximal geklemmt. VCP wird somit im eingeschalteten Zustand mit
belastet.
Die Stromregelung setzt ein, wenn (vereinfacht) gilt:
Diese Formel kann aus der Maschenregel
und den Gleichungen für 
und 
mit der Gummelzahl als Gesamtzahl der Löcher in der Basis
hergeleitet werden.
Aufgrund der Weitenverhältnisse von M7 und M9 gilt außerdem:
Mit 
und 
ergibt sich für
Zimmertemperatur und einen Alu-Widerstand von ca. 
ein
maximaler Laststrom von ca. .
Anschaulich kann man den Regelvorgang folgendermaßen erklären:
Wird die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q15 aufgrund des
durch den Laststrom verursachten Spannungsabfalls über dem Alu-Widerstand
so klein, daß dieser trotz seiner doppelt so großen Fläche wie Q14
weniger als ein Fünftel des Stroms von Q14 leiten kann, erhöht sich die
Drainspannung des Transistors M7, und der Transistor Q16 beginnt, leitend zu
werden. Damit wird die Gatespannung des DMOS-Transistors verringert, der
Laststrom sinkt. Dies wiederum senkt den Spannungsabfall über dem
Alu-Widerstand, und die Basisspannung an Q16 sinkt. Im Fall der
Strombegrenzung liegt also
am Gate des DMOS-Transistors eine wesentlich niedrigere Spannung als .
Der Transistor Q17 dient lediglich als Stromquelle für den
Regeltransistor Q16. Die beiden Flußspannungen der Bipolartransistoren Q16
und Q17 sind wesentlich geringer als die Einsatzspannung des
DMOS-Transistors (ca. 
). Setzt die Stromregelung ein, befinden sich
die Bipolartransistoren Q15 und Q16, aber auch der DMOS-Transistor M11 im
Analogbetrieb, d.h. die anliegende Basis- bzw. Gatespannung steuert den
Kollektor- bzw. Drainstrom in wesentlichem Maß, wogegen im nicht
strombegrenzten eingeschalteten Zustand der Last- und On-Widerstand den
Drainstrom des DMOS-Transistors bestimmen. In diesem Beispiel ist also eine
gute Analogbeschreibung im Kompaktmodell für die Schaltungssimulation
wesentlich.
Ein Alu-Widerstand als Meßwiderstand für die Stromregelschaltung wird
deswegen gewählt, da der Temperaturgang dieses Alu-Widerstands wesentlich
besser als der eines integrierten Widerstands mit dem von 
übereinstimmt (der Temperaturkoeffizient ist zwar nicht völlig gleich, der
Temperaturgang ist aber in beiden Fällen annähernd linear). Damit kann
eine sehr gut temperaturkompensierte Stromregelung realisiert werden.
Es wurde an dieser Schaltung für verschiedene Lastwiderstände das Einschaltverhalten gemessen und mit SABER-Simulationen verglichen. Am Eingang wurde ein Spannungssprung angelegt, Laststrom und die Drain-Source-Spannung am DMOS-Transistor wurden mit einem Speicheroszilloskop gemessen. Die Strommessung erfolgte mittels einer Stromzange. Eine Messung am Gate des DMOS-Transistors war nicht möglich.
