Abbildung 7.14: DMOS-Transistor-Ausgangspuffer mit
Strombegrenzung.
Diese Schaltung (siehe Abb. 7.14) dient dazu, einen DMOS-Transistor mit 1800 Zellen über einen leistungslosen Eingang (IN) einzuschalten. Es handelt sich um einen sog. low-side Schalter, da der Schalttransistor an Masse und die zu schaltende Last an der Spannungsquelle angeschlossen sind. Der zum Einschalten notwendige Strom wird der Spannungsquelle VCP entnommen. Da der Widerstand des DMOS-Transistors in eingeschaltetem Zustand () mit steigender Gatespannung sinkt, ist eine höhere Gatespannung als die in diesem Fall relativ niedrige Versorgungsspannung des ICs vorteilhaft. Die Spannung VCP wird durch eine Ladungspumpe, die auf demselben IC integriert, aber nicht Bestandteil dieser Schaltung ist, erzeugt. VCP beträgt etwa und darf im Ruhezustand nicht belastet werden, aber auch während des Einschaltens und in eingeschaltetem Zustand mit nur wenigen . Die Versorgungsspannung ist eine dauerbelastbare Niederspannungsquelle mit ca. . Als Niederspannung im Zusammenhang mit der verwendeten DMOS-Technologie werden Spannungen kleiner bezeichnet, für die auch die - und -Kanal MOSFETs geeignet sind. Für die lateralen MOS-Transistoren ist das Verhältnis von Weite zu Länge im Schaltplan angegeben. Die - und -Bipolartransistoren in DMOS-Technologie sind sog. Mittelspannungsbauteile, sie können für Spannungen bis zu ca. eingesetzt werden.
Diese Schaltung besitzt außerdem einen Kurzschluß-Regelkreis, der den maximalen Strom durch die Last (hier durch eine rein ohmsche Last angedeutet) auf maximal ca. begrenzt.
Abbildung 7.15: Schematische Ausgangskennlinien eines
MOSFETs.
Zunächst soll das Einschalten des DMOS-Transistors (M11) erläutert werden. Der Ausgangszustand ist durch (= Low) am Eingang IN gegeben. Eine spezielle Bedeutung haben der Transistor M10 und die -Stromquelle, die am IC zur Verfügung steht. Da Drain und Gate kurzgeschlossen sind, ergibt sich die Drain- bzw. Gatespannung am Transistor M10 aus der Bedingung . Abb. 7.15 zeigt schematisch Ausgangskennlinien eines MOSFETs. Die Drainstromkurve für ist strichliert eingezeichnet. Man kann für einen bestimmten Drainstrom ein zugehöriges ablesen. In Abb. 7.15 ergäbe sich z.B. für Drainstrom , die entsprechende Ausgangskennlinie ist strichliert eingezeichnet. Entsprechend stellt sich die Gatespannung der Transistoren M10, M1, M2, M9 und M7 ein. Man beachte, daß Gate und Drain von M10 ausschließlich mit Gatekontakten verbunden sind und somit für statische Betrachtung exakt durch M10 fließen.
Da der Sourcekontakt der Transistoren M1, M2, M9 und M7 ebenso wie jener von M10 mit verbunden ist, liegt an all diesen Transistoren dieselbe Gate-Source-Spannung. Der durch eingestellte Arbeitspunkt liegt nun im Sättigungsbereich der Ausgangskennlinien (der Übergang zur Sättigung liegt ja bei ). Bei Variation von ändert sich also der Drainstrom nur wenig (sofern man den Sättigungsbereich nicht verläßt). Somit ist der Strom durch alle Transistoren, die dieselbe Gate-Source-Spannung haben wie M10, durch das Verhältnis ihrer Weiten zur Weite von M10 festgelegt. Kann kein Strom durch einen so beschalteten Transistor fließen, so muß entsprechend Abb. 7.15 gelten.
Liegt am Eingang IN ein Low-Signal an, so ist der Transistor M6 gesperrt, und es kann auch durch M1 kein Strom fließen. Demzufolge beträgt die Drain-Source-Spannung an M1 , und das Gate von M5 liegt an und das Gate des DMOS-Transistors M11 auf Low. Dasselbe gilt für den Transistor M4. Damit liegt der Drainkontakt von M2 (-Kanal Transistor) auf . Aufgrund des Weitenverhältnisses der Transistoren M10 und M2 von fließt durch M2 ein Strom von . Dieser fließt jedoch zur Gänze durch M4 ab, der Bipolartransistor Q12 ist gesperrt, seine Kollektor- und Basisspannung liegen auf . Da Q12 und Q13 einen Stromspiegel bilden, ist auch Q13 stromlos, damit aber auch M3 und M8 (letztere bilden wiederum einen Stromspiegel).
Q12 und Q13 sind als Bipolartransistoren ausgeführt, da Q13 (über M3) an VCP liegt (Mittelspannungsbereich). M3 und M8 sind -Kanal Hochvolt-Transistoren in DMOS-Technologie. Diese Transistoren sind als laterale Transistoren ausgeführt und werden ebenfalls wegen der für VCP zu geringen Spannungsfestigkeit der Niedervolt-MOSFETs in DMOS-Technologie verwendet.
Der aus M7, M9 und Q14 bis Q17 bestehende Strombegrenzungsregelkreis hat im Ruhezustand bis auf einen minimalen Ruhestrom keine Bedeutung.
Für den Einschaltvorgang selbst kann man davon ausgehen, daß alle umzuladenden Kapazitäten im Vergleich zu jenen des 1800zelligen DMOS-Transistors vernachlässigbar sind. Somit stellt sich aus der Sicht des DMOS-Transistors bei Anlegen eines High-Signals an IN augenblicklich der Ladezustand ein.
Die Drainspannung von M6 stellt sich auf fast ein, durch M1 fließen (da dieser Transistor die gleiche Weite wie M10 aufweist) , M4 und M5 sperren. Damit fließt durch Q12 ein Strom von . Aufgrund des Weitenverhältnisses von von Q12 und Q13 fließt durch Q13 und damit durch M3 . M3 und M8 bilden einen Stromspiegel im Weitenverhältnis . Damit beträgt der Ladestrom für den DMOS-Schalttransistor . Dieser Strom dient zum Laden der Gate-Source- und Gate-Drain-Kapazität des DMOS-Transistors. Die Gatespannung wird durch eine Zener-Diode auf maximal geklemmt. VCP wird somit im eingeschalteten Zustand mit belastet.
Die Stromregelung setzt ein, wenn (vereinfacht) gilt:
Diese Formel kann aus der Maschenregel
und den Gleichungen für und
mit der Gummelzahl als Gesamtzahl der Löcher in der Basis hergeleitet werden. Aufgrund der Weitenverhältnisse von M7 und M9 gilt außerdem:
Mit und ergibt sich für Zimmertemperatur und einen Alu-Widerstand von ca. ein maximaler Laststrom von ca. .
Anschaulich kann man den Regelvorgang folgendermaßen erklären: Wird die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q15 aufgrund des durch den Laststrom verursachten Spannungsabfalls über dem Alu-Widerstand so klein, daß dieser trotz seiner doppelt so großen Fläche wie Q14 weniger als ein Fünftel des Stroms von Q14 leiten kann, erhöht sich die Drainspannung des Transistors M7, und der Transistor Q16 beginnt, leitend zu werden. Damit wird die Gatespannung des DMOS-Transistors verringert, der Laststrom sinkt. Dies wiederum senkt den Spannungsabfall über dem Alu-Widerstand, und die Basisspannung an Q16 sinkt. Im Fall der Strombegrenzung liegt also am Gate des DMOS-Transistors eine wesentlich niedrigere Spannung als . Der Transistor Q17 dient lediglich als Stromquelle für den Regeltransistor Q16. Die beiden Flußspannungen der Bipolartransistoren Q16 und Q17 sind wesentlich geringer als die Einsatzspannung des DMOS-Transistors (ca. ). Setzt die Stromregelung ein, befinden sich die Bipolartransistoren Q15 und Q16, aber auch der DMOS-Transistor M11 im Analogbetrieb, d.h. die anliegende Basis- bzw. Gatespannung steuert den Kollektor- bzw. Drainstrom in wesentlichem Maß, wogegen im nicht strombegrenzten eingeschalteten Zustand der Last- und On-Widerstand den Drainstrom des DMOS-Transistors bestimmen. In diesem Beispiel ist also eine gute Analogbeschreibung im Kompaktmodell für die Schaltungssimulation wesentlich.
Ein Alu-Widerstand als Meßwiderstand für die Stromregelschaltung wird deswegen gewählt, da der Temperaturgang dieses Alu-Widerstands wesentlich besser als der eines integrierten Widerstands mit dem von übereinstimmt (der Temperaturkoeffizient ist zwar nicht völlig gleich, der Temperaturgang ist aber in beiden Fällen annähernd linear). Damit kann eine sehr gut temperaturkompensierte Stromregelung realisiert werden.
Es wurde an dieser Schaltung für verschiedene Lastwiderstände das Einschaltverhalten gemessen und mit SABER-Simulationen verglichen. Am Eingang wurde ein Spannungssprung angelegt, Laststrom und die Drain-Source-Spannung am DMOS-Transistor wurden mit einem Speicheroszilloskop gemessen. Die Strommessung erfolgte mittels einer Stromzange. Eine Messung am Gate des DMOS-Transistors war nicht möglich.